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基于MIL-STD-188-110标准的通信波形研究报告doc

发布时间:2019-07-01 15:00 来源:未知 编辑:admin

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  摘要 短波信道具有时变,多径,快速衰落等多种特点,使得接收到的短波信号存在严重的符号间干扰(Inter-symbol Interference,ISI),这种干扰会导致通信的错误或者严重失效。信道均衡是抑制ISI的关键技术之一,特别是在复杂多变的短波系统中,对于高性能的均衡算法的研究就更加重要。优化均衡算法具有很高的复杂度,一般而言,它是随延迟符号数成指数上升的。而一般的均衡器往往伴有很大的性能失真。近年来,迭代均衡算法作为抵抗ISI的有效实现方式,能获得误码性能及其实现复杂度的优化折中。 根据短波系统的特点,本文在经典短波Watterson信道基础上,针对特定的短波通信技术标准,即MIL-STD-188-110C中的单音道串行模式,重点研究了RLS自适应均衡算法。利用递归最小二乘法(Recursive Least Squares ,RLS)估计、跟踪时变短波信道系数。并在经典的Watterson信道下,基于MIL-STD-188-110C标准的单音道串行波形设计方案,给出了基于RLS算法的自适应均衡器的BER性能。 通过对MIL-STD-188-110C中的单音道通信模式的仿真,分析了在Watterson信道下长交织和短交织对于系统性能的影响,对后续研究打下基础。 关键词:短波系统,MIL-STD-188-110C 标准,Watterson信道,RLS均衡,ISI。recent years,iterative equalization algorithm is an effective way to achieve a resistance ISI which can obtain the trade-offs of the BER performance and the complexity of the optimization. According to the characteristics of short-wave systems , in the classic short Watterson channel , this paper based on the specific short-wave communications technology standard, that MIL-STD-188-110C , focus on the RLS adaptive equalization algorithm .This paper use recursive least squares Algorithm (Recursive Least Squares, RLS) to estimate , and track the time-varying coefficients of HF channel. We give BER performance of RLS under the serial mode in MIL-STD-188-110C. Finally,through the mode simulation of serial (single-tone) mode in MIL-STD-188-110C,this paper carefully analysed the performance of different interleaving influence for further research. Keywords:short-wave systems, MIL-STD-188-110C,Watterson channel, RLS Equalizer,ISI。 第1章 绪论 1 1.1研究背景 1 1.1.1 MIL-STD-188-110 系列标准介绍 1 1.1.2 MIL-STD-188-110C 1 1.2 短波系统 2 1.2.1 短波传播方式 3 1.2.2 短波系统物理特点 3 1.2.3 短波系统传输特点 4 1.3 均衡技术的发展 6 1.4 本文研究的主要内容 7 1.5 本文内容安排 7 第2章 MIL-STD-188-110C系统波形方案 9 2.1 110C波形相关参数 9 2.2 编码 10 2.3 交织 12 2.2.1 交织写入 12 2.2.2交织获取 13 2.4格雷编码 14 2.5 符号形成 15 2.5.1 未知数据符号的形成 15 2.5.2 已知符号的形成 16 2.5.3 同步前导序列 16 2.6加扰 18 2.6.1随机序列发生器 18 2.7 PSK调制 19 2.8 性能测试要求 20 2.9 本章小结 21 第3章 均衡技术的研究 22 3.1均衡的基本原理 22 3.2均衡器的结构和种类 22 3.3自适应均衡 23 3.3.1自适应均衡基本原理 24 3.3.2 经典的自适应均衡算法 25 3.4 本章小结 31 第4章 MIL-STD-188-110C波形仿线 4.2.2 FEC编码链路 33 4.2.3 交织链路 34 4.2.4格雷编码链路 35 4.2.5符号形成链路 36 4.2.6插入已知数据 38 4.2.7随机序列产生链路 38 4.2.8序列加扰链路 39 4.2.9调制链路 39 4.3 收端链路 40 4.3.1 均衡链路 40 4.3.2解扰链路 42 4.3.3 帧对齐链路 43 4.3.4符号提取链路 44 4.3.5 格雷解码链路 44 4.3.6解交织链路 45 4.3.7译码链路 45 4.3.8误码率计算链路 46 4.4链路性能分析 46 4.4.1高斯信道链路性能分析 46 4.4.2Watterson信道下长交织与短交织的误码性能分析 47 4.5本章总结 50 第5章 全文总结与展望 51 5.1全文总结 51 5.2未来研究方向 51 参考文献 52 致谢 53 外文资料原文 54 外文资料译文 57 图 表 目 录 图1-1 短波的传输方式 3 图2-1 FEC编码流程图 11 图2-2 随机移位寄存器功能框图 19 图2-3 星座图 19 图3-1 均衡器的分类 23 图3-2 自适应均衡器的基本结构 25 图4-1 MIL-STD-188-110C波形仿线 图4-4 D1和D2产生器 38 图4-5 插入已知数据后的整合形式 38 图4-6 随机移位寄存器功能框图 38 图4-7 随机序列产生模块 39 图4-8 8PSK星座图 39 图4-9 均衡器 40 图4-10 均衡器第一层 40 图4-11 均衡器第二层 41 图4-12 均衡器第三层 42 图4-13 解扰器 43 图4-14 信号提取模块 44 图4-15 接收信号星座图 44 图4-16 格雷解码器模型 45 图4-17 高斯信道下链路的误码性能曲线 好信道条件下的误码性能曲线 中等信道条件下的误码性能曲线 差信道下利用RLS进行均衡的误码曲线-2 电离层分层结构 4 表1-3 短波信道的衰落类型 5 表1-4 CCIR推荐的3种信道参数表 6 表2-1 短波宽带数据波形相关参数 9 表2-2 跳频操作波形特征 9 表2-3 固定频率操作波形特征 10 表2-4 跳频操作的差错校验编码 11 表2-5 固定频率操作的差错校验控制 12 表2-6 交织矩的维度 13 表2-7 每个信道符号的比特数 13 表2-8 在2400和4800bps的改进的格雷解码 14 表2-9 75bps固定频率和1200bps格雷编码 14 表2-10 75bps信道符号映射 16 表2-11 诊断信号D1和D2的分配 17 表2-12 2比特数值到3比特数值的转换 17 表2-13 同步前导序列信道符号的映射 18 表2-14 串行(单音道)模式最小性能要求 20 表4-1 交织写入表 34 表4-2 格雷解码 35 表4-3 两比特信息到三比特信息的映射 36 表4-4 诊断信号D1和D2的分配 36 表4-5 信道符号映射为前导序列 37 表4-6 格雷编码 45 表4-7 仿线 缩略词说明 英文缩写 英文全称 中文释义 AM Amplitude Modulation 调幅 BER Bit Error Rate 误比特率 BPSK Binary Phase Shift Key 二进制相移键控 BW Bandwith 带宽 CCIR International Radio Consulative Committee 国际无线电咨询委员会 CP Correctness Proofs 正确性证明 DFE Decision Feedback Equalization 判决反馈均衡器 FEC Forward Error Correction 前向纠错编码 HF High Frequency 高频 ISI Inter-symbol Interference 符号间干扰 LE Linear equalization 线性均衡 LMS Least Mean Square 最小均方算法 MAP Maximum A Posteriori 最大后验概率 MLSE Maximum Likelihood Sequence Estimation 最大概似函数估测 MMSE Minimum Mean Square Error 最小均方误差 PAPR Peak to Average Power Ratio 峰值平均功率比 PSK Phase Shift Key 相移键控 QAM Quadrature Amplitude Modulation 正交幅度调制 QPSK Quadrature Phase Shift Key 正交相移键控 RLS Recursive Least Squares 递归最小二乘法 SNR signal-to-noise ratio 信噪比 TDMA Time Division Multiple Access 时分多址 ZF Zero forcing 迫零算法 第1章 绪论 1.11.1.1 MIL-STD-188-110 系列标准介绍 MIL-STD-188-110系列标准[1]自1991年发布第一版以来,一直备受业界高度关注,我国也将其作为制定短波通信标准的基础和重要参考。随着应用需求的变化和技术的不断成熟,MIL-STD-188-110系列标准也在不断地改进和完善,此后分别于2000年4月和2011年9月发布了该系列标准的第二版110B)和第三版110C)。在MIL-STD-188-110系列标准的制定过程中,设计者们还参考了如STANAG 4197等其他通信标准和协议,使110系列标准具有广泛的普适性。 110A(以下简称110A)标准采用1.5kHz带宽,调制方式为8-PSK,数据速率在不加编码的条件下只有4800bit/s,目前我国短波调制解调器标准大多以该标准为基础而建立。110B标准是110A标准的升级版,加入了新的调制方式种类,带宽增加到3kHz,数据速率在不加编码的条件下最高可达12800bit/s,基本满足了当时的需求。该标准采用了前向纠错编码(Forward Error Correction,FEC)与交织编码,提高了纠错能力。与前两版相比较,110C标准在技术上有了质的飞跃。该标准采用了宽带数据传输技术,最大带宽可达24kHz,最高数据速率也达到了120kbit/s,大大提高了数据传输的效能和可靠性。经过20多年的不断积累和发展,MIL-STD-188-110系列标准已经成为了事实上的短波通信工业标准,对世界短波通信的发展具有深远影响。1.1.2 MIL-STD-188-110C 2011年9月23日,美国防部正式颁布了由Harris和Rockwell Collins公司共同参与设计的MIL-STD-188-110系列标准的最新版本110C。与110B标准中的短波窄带调制系统相比,110C标准重新定义了以3kHz为间隔、最大24kHz带宽、最高数据速率120k(共计33种速率)的13种宽带调制波形。110C标准对交织技术进行了优化,取消了Very Short和Very Long两种交织类型,使交织深度的最短平均值为0.12 s、最长平均值为7.68s。编码方面,采用了基于约束长度为7或9的卷积码,利用去冗余和重复译码技术得到了最低1/16、最高9/10的编码率。基于短波信道特性,用户可以依据不同的需求选择带宽和调制波形,使调制解调器的效能达到最优。目前Harris公司已设计出能够完全适应新型短波宽带数据通信标准的原型机,于2010年6月分别在3kHz、6kHz、12kHz和24kHz的带宽上对110C标准草案进行了模拟信道测试和空中性能测试。110C标准的颁布,从根本上改变了以窄带为主的短波数据通信体制,为短波通信全面跨入宽带通信时代打下了坚实的基础。MIL-STD-188-110系列标准比较 标准 带宽 交织深度 最大传输速率 110A 1.5kHz 分别是0.12s、0.36s、1.08s、2.15s、4.31s、8.61s 8 4800bps 110B 3.0kHz 分别是0.12s、0.36s、1.08s、2.15s、4.31s、8.61s QPSK、8-PSK、16-QAM、32-QAM、64-QAM 12800bps 110C 以3 kHz为间隔、最大24 kHz带宽 分别是0.12s、1.08s、2.15s、4.31s QPSK8-PSK、16-QAM、32-QAM、64-QAM、Walsh 码、2-PSK、4-PSK 和 256- QAM 1200kbps 根据国际无线电咨询委员会(International Radio Consulative Committee,CCIR)的划分,短波是指频率为 3~30MHz的无线电波,因为它的波长短,为10m-100m,所以称之为短波。利用短波频段进行通信又简称为短波通信,或者高频(High Frequency ,HF)通信。1.2.1 短波传播方式短波的传输分两种方式:天波传输和地波传输。如图1-1所示地波传输主要是指电池波沿着地球的表面传播,根据衍射知识,波的传输过程中,只有在波长大于或相当于障碍物的长度的时候,才会发生绕射,而短波的波长短,地面障碍物变多的时候,沿地球表面传播的地波绕射能力差,传播的有效距离短。所以地波传输是中频信号的主要传输模式,主要用于Amplitude Modulation,AM)广播和海岸无线电广播的频段。在AM广播中,甚至大功率的地波传输范围都限于150km左右;天波传输是依靠电波经过电离层的反射(弯曲或折射)来进行传输,电离层是由位于地球表面之上高度50~400km 范围中的几层带电粒子组成,短波以天波形式传播时,在电离层中所受到的吸收作用小,有利于电离层的反射。经过一次反射可以得到100~4000km的跳跃距离。经过电离层和大地的几次连续反射,传播的距离可达到更远。所以天波传输对于短波通信来说有着更加重要的意义。但是电离层的环境不是一个稳定的环境,它受到各种因素的制约,比如说天气情况,太阳的黑子运动,早晚时段也会呈现出不同的特征,所以天波信道是时变的,需要利用随参信道来做研究。 短波的传输方式根据物理知识,对流层之上是电离层,而电离层的空气较为稀薄,由D层,E层,F层组成,这3个层是位于环绕着地球不同高度的导电层,这些导电层深深影响着短波的传输。如表1-1所示展示出了不同的导电层对天波传输的影响,以及各层所处的高度[6]。 明显,D层最低,是吸收层,只有在白天会出现,在白天,太阳使得较低的大气层加热引起高度在90km以下的电离层形成。这种较低的电离层中的电子密度非常低,不能达到反射短波的需要,当电波在D层穿过时,会被严重吸收,导致信号衰减,频率越小,衰减得越多。所以,短波在白天传输时,严重受到D层的制约,D层决定了发起良好传输所需要的功率和增益。 E层出现在太阳刚升起的时候,一直到中午阳光最强的时候保持最大,然后电离会慢慢减小,它位于100~120km,白天频率高于1.5MH的电波可以在E层被反射;对于晚上,E层的电离非常弱,对天波传输不起到任何作用。 F层为反射层,F层又分为F1层和F2层,F1层较低,只出现在白天,到了晚上对于传输无反射能力,F2层会一直存在,而且在F2层中的电离仍然可以保持短波的传输,但由于残留的电离浓度比较稀疏,短波通信系统工作频率要低于白天。 电离层分层结构 电离层 高度km 日间 对天波传输的作用 夜间 对天波传输的作用 D 60-90 有 吸收层 无 无作用 E 100-120 有 可反射高于1.5MHz频率的电波 有 无作用 F1 170-220 有 反射层 无 无作用 F2 225-450 有 有 残留电离浓度低于白天,工作频率低于白天 1.2.3 短波系统传输特点 短波系统传输特点主要包括多径效应,信号衰落,多普勒频移和多普勒频率扩展等特点,这些特点的产生原因也与传统信道有所区别。1.2.3.1短波信道的多径时延根据短波通信传输的方式,接收到的信号有直射波,反射波和绕射波,不同的波的类型就决定了信号到达接收端的时间不同,而就算都是反射波,由于电波经过电离层反射一次称之为一跳的话,同一的反射波可能会经过才能到达接收端,在反射的过程中就会引起信号不同程度的延时,这使得各路信号表现出不同的幅度和不同的相位。最终表现在通信系统中叫做多径效应,多径可以导致信号幅度衰落和码间串扰。总结出引起短波通信多径的原因大致为以下五种: 不同的传输方式,天波和地波传输; 多跳的传输特点; 经过D,E,F1,F2不同层的反射; 发射时的不同角度; 电离层不平整和不均匀引起多个散射体。1.2.3.2电离层的干涉衰落衰落是指接收信号随着时间强弱变化的现象。短波系统中信号是经过电离层的反射,由于电离层本省的不均匀性,而且电离层的密度和特征都是随着时间,天气在不断的变化更新的过程,本身传播介质的不稳定必然导致传播的信号的不稳定性,呈现出一定的随机性。表是不同的衰落类型。 电离层的衰落有以下特点: 频率选择性较明显。一般遭受衰落的频率带宽小于300Hz,而频率差大于400Hz,所以不同频率衰落的相关性很小,呈现频率选择性特点。 假设考虑一条路径情况,信道冲击响应较为简单,为电离层中多个反射子信号的简单叠加,信号场强遵循瑞利分布,以至接收信号幅度服从瑞利分布。 实验室测试显示:衰落有时候可达40dB,偶尔也会达到80dB,一般持续衰落时间为4ms-20ms范围内,干扰速率大约可以到达10-20次/min。 短波信道的衰落类型 原因 衰落类型 衰落周期 备注 F层小尺度不规则性 随机波动 10-100ms 与F层有关 电离层不规则运动 散射、衍射、折射 10-20s 呈瑞利分布 极化而旋转 极化 10-100s 两个磁离子分量出现 最大可用频率改变 穿透出电离层 通常无周期 合适选择发送频率可避免 反射面呈现弧形 聚焦 15-30min 电离层吸收损耗时变 吸收损耗 60min 日落和日出时较大 不同传播模式间衰落强度比较 地波/天波 2-10s 天波 1-5s 不同仰角 0.5-2s 信道条件 差分延时ms) 信道增益 多普勒频移 好信道 0.5] [0 0] 0.1Hz 中等条件信道 1] [0 0] 0.5Hz 差信道 2] [0 0] 1Hz 1.3 均衡技术的发展 近年来,对高速无线通信业务的需求呈快速增长的趋势,然而在高速无线通信传输系统中,特别是在高速率的具有时变信道特性的短波系统中,还有很多问题需要解决。例如,当比特传输率较高时,信道的发散问题将会非常突出,从而导致严重的符号间干扰(ISI),信道均衡是抑制ISI的关键技术之一,传统的均衡方法包括基最大后验概率(Maximum A Posteriori,MAP)以及最大概似函数估测Maximum Likelihood Sequence Estimation,MLSE)的优化算法及具有相对低复杂度的迫零算法(Zero Forcing,ZFMinimum Mean Square Error,MMSE)等线年代Turbo码出现之后,人们开始重新思考迭代信号处理的应用问题。目前,迭代算法已广泛应用于包括纠错码在内的很多信号处理中,如迭代均衡,迭代多用户信号检测,迭代信道估计等。而将均衡器和信道译码器一起使用,可以进一步的改善系统的误码性能,如果对均衡器和译码器联合进行的最大似然信号处理,如MAP或MLSE检测,可以获得最优的五码性能。可是它们的复杂度太高,几乎不可能实际实现。所以需要采用一些方法来简化MAP均衡器带来的复杂度方法,本文研究了一些比较常用和实用的均衡检测算法,比如采用低复杂度的线性均衡器或判决反馈均衡器(Decision Feedback Equalization,DFE)来代替复杂度较高的MAP/MLSE均衡算法,并对这些做了一一比较,为通信提供更加合适的检测。但是这些算法性能损失也是比较严重的,为了改善这些算法的性能,又研究了一种基于软反馈干扰抑制技术以及软反馈干扰抑制技术结合线性均衡(Linear equalization,LE[8]。对于信道的响应特性在短波通信的信道中是时变的,信号传输会受到昼夜和季节而随机变化,这会引起严重的信号衰落,信号传输中的时间色散,频域色散,衰落,未知噪声和人为环境干扰等各种各样的因素,会导致短波通信方式比起其他通信方式,会严重降低信号的质量。所以短波数字通信方式一直要解决改善信道条件,提高信号传输质量和速率,降低误码率等重大问题,这些问题很大程度上取决于系统对信道传输中的补偿策略,因此采用何种实时自适应的信道估计方法和数据信号检测的方法,就成为了一个亟不可待的问题。像前面所说的,短波信号的时变特点,设计出的均衡器也会比较复杂,应该设计出对信道响应进行自动调整的均衡器,以适应信道的时间变化,因此人们做了各种自适应均衡算法的研究。自适应均衡算法中比较常用的有:迫零算法、最小均方算法Least Mean Square,LMS)、递归最小二乘法(RLS)、Viterbi算法等。1965 年,自适应滤波技术被Lucky引进了均衡器,基于峰值失真准则,得出了迫零算法[5],1969年,Gersh,Proakis和Miller又调整抽头权的系数,提出了按照均方误差(MSE)准则的方法[6],1972年,Ungerboeck将最小均方误差算法(LMS)算法[7]在均衡器中使用,该方法计算量小,但收敛缓慢,不适用于时变信道。1974年,Godard又利用kalman滤波器推导出了RLS算法,又称Kalman算法[8]在时变信道中它可以达到快速收敛,但计算量大,后来又相继提出了平方根Kalman和快速Kalman算法[9],逐步的降低了运算量。 1.4 本文研究的主要内容本文主要研究了以下内容,首先研究短波信道的主要特点,包括物理特性和传输上的一些特点,然后根据短波信道的特点,研究并实现了经典的短波信道模型Watterson信道模型。 本文内容安排研究美国军标的特点和应用,在经典的 Watterson信道模型下,自适应算法。获得了上述算法在Watterson信道下的仿真性能,分析研究这种迭代算法的收敛性与复杂度最终基于性能与杂度分析结果,确定均衡为标准的一种相对较优的检测算法。1.5 本文内容第一章,主要介绍短波信道的特点,包括物理特性和传输特性,简要的介绍了一下课题提出的背景和研究的意义,以及均衡技术的发展过程。 第章,重点介绍美国军标的系统方案设计,从背景应用到具体的调制,加扰,编码,打孔方式,交织和帧结构的特点做剖析。 第章,主要是介绍了,包括迭代。并从原理,公式的推导个方面进行了分析。 第章,。 第章,总结全文的主要工作,对该课题的下一步研究做出展望。 第章 在美军标110中,,信号根据实际速率的要求采用多种调制方法。本章重点研究单音道模式,下面做进一步详细讨论。2.1 110C波形相关参数 波形编号 带宽(kHz) 3 6 9 12 15 18 21 24 0 Walsh 75 150 300 300 300 600 300 600 1 BPSK 150 300 600 600 600 1200 600 1200 2 BPSK 300 600 1200 1200 1200 2400 1200 2400 3 BPSK 600 1200 2400 2400 2400 4800 2400 4800 4 BPSK 1200 2400 - 4800 4800 - 4800 9600 5 BPSK 1600 3200 4800 6400 8000 9600 9600 12800 6 QPSK 3200 6400 9600 12800 16000 19200 19200 25600 7 8PSK 4800 9600 14400 19200 24000 28800 28800 38400 8 16QAM 6400 12800 19200 25600 32000 38400 38400 51200 9 32QAM 8000 16000 24000 32000 40000 48000 48000 64000 10 64QAM 9600 19200 28800 38400 48000 57600 57600 76800 11 128QAM 12000 24000 36000 48000 57600 72000 76800 96000 12 256QAM 16000 32000 48000 64000 76800 90000 115200 120000 13 QPSK 2400 在110C中有跳频和固定频率两种模式,对于不同的模式有不同的波形特征,下面表2-2和表2-3对于不同的波形进行了详细的枚举。 跳频操作波形特征 信息速率 码率 信道速率 每个信道符号的比特数 8相位信道符号 跳频模式 2400 2/3 3600 3 1 * 1200 1/2 2400 2 1 * 600 1/2 1200 1 1 * 300 1/4 1200 1 1 * 150 1/8 1200 1 1 * 75 1/16 1200 1 1 * 固定频率操作波形特征 信息速率 码率 信道速率 每个信道符号比特数 每个信道符号所包含的8相位符号数 未知数据符号数 已知数据符号数 4800 无编码 4800 3 1 32 16 2400 1/2 4800 3 1 32 16 1200 1/2 2400 2 1 20 20 600 1/2 1200 1 1 20 20 300 1/4 1200 1 1 20 20 150 1/8 1200 1 1 20 20 75 1/2 150 2 32 All 0 2.2 编码 使用FEC编码器的数据传输速率应该是2400bps。跳频和固定频率操作的FEC编码器的框图示于图中。 跳频操作,应通过FEC编码器功能由速率75,150,和300bps的约束长度为7的卷积编码器的重复编码完成。图上的两个求和节点表示模2加法运算。对于输入到编码器每一比特,须采取作为从编码器的上部输出位T1(x)的两个被采取比特中的第一个。对于2400bps速率,每个第四个位T2(x)的第二值应被省略交织器输出端,以形成凿孔率卷积率。在所有其它的速率上,卷积编码器的编码率应该为1/2。输入数据速率为2400,1200,和600bps产生编码数据速率应该为分别为3600,2400,1200bps。对于300,150,和75bps的输入数据速率,应将编码比特流通过重复输出适当数量的次数以使传输速率为1200bps。对于Tl(x)的位应该成对地进行重复而不仅仅是重复第一位,紧接着重复T2(x)的第二位。跳频操作的纠错编码应根据表。 跳频操作的差错校验编码 数据速率 有效编码率 获得码率的方法 2400bps 2/3 2/3删余卷积编码 1200bps 1/2 1/2编码 600bps 1/2 1/2编码 300bps 1/4 1/2编码重复两次 150bps 1/8 1/2编码重复四次 75bps 1/16 1/2编码重复八次 FEC编码流程图 约束长度=生成多项式: 对于 对于 对于固定频率操作,FEC编码功能应该由一个编码率为1/2的卷积码在150bps和300bps上的重复编码完成。这两个求和节点将作为跳频操作;即,对于每个比特输入到编码器,须采取两个比特作为从编码器的输出。对于输入速率为2400,,1200和600bps的输入编码产生的输出速率应该分别是4800,2400和1200bps的编码输出。对于300和150bps数据速率的输入,重复输出比特的对适当数量的次数以生成一个1200bps的编码比特流。。对于Tl(x)的位应该成对地进行重复而不仅仅是重复第一位,紧接着重复T2(x)的第二位。在速率为75bps时,使用不同的发送格式以及有效编码率的1/2以产生一个150bps的编码流。固定频率操作的纠错编码应根据表2。 固定频率操作的差错校验控制 数据速率 有效编码率 获得码率的方法 (无编码) (无编码) 2400bps 1/2 码率为1/2 1200bps 1/2 1/2编码 600bps 1/2 1/2编码 300bps 1/4 1/2编码重复两次 150bps 1/8 1/2编码重复四次 75bps 1 码率为1/2 c、4800bps固定频率操作时,FEC编码应被忽略。2.3 交织2.2.1 交织写入在使用交织器时,应是一个矩阵的块类型,对输入比特进行操作。对于所有需要的数据速率,矩阵的大小应容纳块存储0.0,0.6,或4.8s的接收位(取决于是否为零,短,或长交织设置选择)。由于位是以不同的顺序进行下载和接收的,所以两个不一样的交织器是必须的。 为了保持在一恒定值的交织延迟,块的大小缩放应由位速率决定。表列出分配给每个所需的比特率和交织延迟的交织矩阵尺寸(行和列)。 注意:对于300、150和75bps的跳频操作的恒定时间延迟所需的比特数,和由于重复编码形成的600bps是相同的。对于固定频率操作,使用重复编码的速率只有300和150bps。 应写入未知的数据位的交织器矩阵开始的零序列如下:第一个比特被装入第0行,第二比特被装入第9行,第三比特被装入第18行,第四比特被装入第27行。这样,位的行位置以9被增长,以40为模。重复这样的操作,直到40行全部被装入。然后装入到第一列,重复操作直到交织被填满。此过程应当遵循长和短交织设置。 注意:4800bps的固定频率操作,。 在75个基点仅对于固定频率操作,应适用下面的描述: 当交织器的设置是长的,程序相同,。 当交织设置为短,7增长,以10为模。如果短交织且短交织设定为0.0秒,。 交织矩的维度 长交织 短交织 行数 列数 行数 列数 2400 40 576 40 72 1200 40 288 40 36 600 40 144 40 18 300 40 144 40 18 150 40 144 40 18 75H 40 144 40 18 75N 20 36 10 9 注意:H=跳频操作N=固定频率操作所有速率的读取的第一位应该是第0行的第0列的数据。每个连续读取的比特的位置应由一个递增的行和递减17的列数(交织器矩阵中列数的模)决定。这样,对于速率为2400bps采用长交织设置的数据,第二比特来自第1行第559列,第三比特来自第2行第542列。此交织器读取数据将继续下去,直到行数达到最大值。当行数达到最大值后,行数置为0,当行数为0时列数被置为比此时的值大1的数,重复操作直到交织数据块被卸载完。跳频的数据读取是一样的,固定频率的数据读取过程如下: 对于固定频率操作,2400 bps速率的删余过程通过省略每四个比特的最后一位来完成。 对于在75bps的固定频率操作,交织器的数据读取过程类似,只是列的数量的增加应该以7为模而不是17。 从交织矩阵得到的比特应当以一个,两个,或三个被组合在一起,被作为信道码元符号。从每信道读取的符号数目应是比特速率的函数,在中给出。 每个信道符号的比特数 数据速率(bps) 每个信道符号的比特数 2400 3 1200 2 600 1 300 1 150 1 75H 1 75N 2 注意:H=跳频操作 N=固定频率操作2.4格雷编码 在4800和2400bps速率时,信道比特应以8雷编码的信道符号进行有效的传输。对于1200和75bps(固定频率),信道比特应以格雷编码的信道符号进行有效的传输。 注意:从交织矩阵解码的目的是保证当接收解调器出现在涉及相邻相位的符号错误时只有一个比特出错。 对于数据速率为2400bps和4800bps,75bps(固定频率)和1200bps的信道符号速率格雷码应该分别和一致。(600-150bps和75bps(跳频操作))不修改未知数据流。 在2400和4800bps的改进的格雷解码 输入比特值 格雷编码值 第一比特 中间比特 最后比特 0 0 0 000 0 0 1 001 0 1 0 011 0 1 1 010 1 0 0 111 1 0 1 110 1 1 0 100 1 1 1 101 75固定频率和1200bps格雷编码 输入信息 格雷解码值 第一位 最后一位 0 0 00 0 1 01 1 0 11 1 1 10 2. 符号形成的功能是1比特2比特或3比特映射为一个符号,从或从同步前导码序列到三比特与使用8调制方案信道符号传输兼容。映射过程和前导码传输分开讨论。未知数据符号的形成在所有的频率跳运转率和75bps以上的固定频率操作,每1比特,2比特,或3比特的信道符号应直接映射到一个3比特的8进制的状态星座图中,如图所示。当1比特的信道符号被应用时(600-150bps,以及75bps(跳频)),符号形成的输出应是3比特数字0和4。对于数据速率为1200bps的数据,双位信道符号的形成应该用3比特数字的0,2,4和6。对于数据速率为4800和2400bps的数据信号,所有的3比特数字(0-7)必须用于符号的形成。对于75bps固定固定频率操作,信道符号由两个比特组成4进制格雷编码的信道码元映射组成。不像较高的数据速率,没有已知的符号()被发送,重复的编码不应使用。相反,使用的32三比特数,应使用来表示每一个的4进制信道符号。使用的映射关系在表中给出。所有的32比特集应遵循表的映射关系,其中应用短交织的每个第45集(同步序列后面),以及应用长交织的每个第360集(在同步序列后面)除外,以上两种例外的集应该应用表中的映射关系。在任何情况下,所得到的输出是每个可能的双比特的信息产生正交的四个波形之一。和之前一样,这些值将被加扰后取所有8相位状态。 注意:所有由32比特组成的集。接收调制解调器使用已知的数据同步在交织的界限没有一个序言数据以及确定正确的数据速率和运作模式。已知符号的形成已知的()符号期间内,信道符号的形成输出应被设置为0 (000),除非两个已知符号的发送在发送每一个新的数据块之前。对于短交织块长度应该为1440的3比特信道符号,对于长交织块长度应该为11520的3比特信道符号。在发送每一个新的数据块之前两个已知数据的16个3比特的符号应该分别根据表和被设置为D1和D2。两个已知序列根据表重复两次而不是产生一16个3比特数字。当已知数据被减少到20个3比特的符号,剩余的4个未利用的3比特符号应该被设置为0(000)。 注意:当选择0交织设置时,应用0.6s时长的块序列。当选择4800bps操作时,应该选择短交织的序列。 75bps信道符号映射 信道符号 a、正常设置的映射 3比特数值 00 (0000)重复8次 01 (0404)重复8次 10 (0044)重复8次 11 (0440)重复8次 b、特殊设置的映射 00 (0000 4444)重复4次 01 (0404 4040)重复4次 10 (0044 4400)重复4次 11 (0440 4004)重复4次 对于所有数据速率用于同步的波形基本上是相同的。同步模式应该包含3个或24个时长200ms的段,取决于应用的是0短还是长交织。200ms数据段应包括15个3比特的符号。信道符号序列应该是0,1,3,0,1,3,1,2,0,D1,D1,C1,C2,C3,0。 D1和D2的3比特的值应指定发送调制解调器的比特率和交织设置。给出了这些值的赋值。 注意:D1, D2组合5,6和5,7保留用于特定的应用程序。 如果接解调器接它不产生的D1和D2组合,则它不进行同步而应该继续寻找同步。 注意:短交织器可以选择0或0.6s,一般来说选择0.6s。如果选择了0s的短交织,应该在发送数据之前与远处的终端完成协调。0.0秒和0.6秒交织器的发射器和接收器之间进行选择的自动功能是一个。 三个计数符号C1,C2,和C3应代表200ms段零和短交织设置从2开始计数情况。每一情况下的记数应该从设置的数开始往下记数,直到每段记数为0。这些值应该被为一个6比特的数字(C1,C2,C3),其中C1包含两个最重要的位。C(C1,C2,C3)的两个比特应该转换成一个3比特的值。在两个比特值之前加一个“1”,这样这个1就变成了最重要的位。这个转换将会在表2中演示。 注意:记数23的转换在C1,C2和C3中应该分别包含5,5,7三个数字。 诊断信号D1和D2的分配 比特速率 短交织 长交织 D1 D2 D1 D2 4800 7 6 保留 保留 2400(数字语音) 7 7 保留 保留 2400(数据) 6 4 4 4 1200 6 5 4 5 600 6 6 4 6 300 6 7 4 7 150 7 4 5 4 75 7 5 5 5 2比特数值到3比特数值的转换 两比特值 三比特值 00 4(100) 10 5(101) 01 6(110) 11 7(111) 同步前导序列应该是信道符号序列每个信道符号比特。这些信道符号应该根据表映射为一个32个3比特的数字。 注意:当两个已知符号序列在每一个新的交织块前传输,在表中的序列应该被重复两次而不是四次来16个3比特数字。 同步前导序列信道符号的映射 信道符号 3比特数值 000 0000 0000 重复4次 001 0404 0404 重复4次 010 0044 0044 重复4次 011 0440 0440 重复4次 100 0000 4444 重复4次 101 0404 4040 重复4次 110 0044 4400 重复4次 111 0440 4004 重复4次 。随机化的数据序列发生器应是一个12位的移位寄存器,图示出功能配置框图。数据阶段开始时,该移位寄存器应加载与初始图案显示在图中(1(二进制)或BAD(十六进制))和提高的八倍。如图所示,将所得的3位,应被用来提供用从0到7的数字的加扰。该移位寄存器应移位8次,每次需要一个新的3比特数据(每个发送符号周期)。在发送160个符号后,在8次移位之前移位寄存器应该被重置为BAD(十六进制)。 注意:此序列产生160个发射符号。 随机移位寄存器功能框图 显示初始设置 在输出之间移8位 PSK调制a、8相位的调制过程应该通过3比特数字分配以45度的1800Hz的正弦波来完成。这样,0(000)对应于0度,1(001)对应于45度,2(010)对应于90度,等。图示出分配方案和图案的输出波的形成。 注意:由于传输信道的码元持续时间小于1800Hz的一个载波周期,必须对波形控制的sin和cos组成进行滤波以防止严重的混叠。 b、1800Hz载波产生的误差应该控制在正负1Hz以内。 2.8 性能测试要求利用固定频率操作和最大交织周期的串行(单音道)模式的测量性能应该和表中编码BER性能一样或更好。性能验证测试应该利用在Watterson模型之后通过基带HF模拟器。在表中给出多径传播模型的值和衰落(两个标准差)带宽(BW)值应该由两个独立且有相等平均功率的瑞利衰落信道组成。对于频操作,ignal-to-Noise Ratio,SNR)值应该附加一个2dB的值。 串行(单音道)模式最小性能要求 用户数据速率 信道路径 多径时延(ms) 多普勒扩展(Hz) SNR(dB) 误码率 4800 一条固定路径 - - 17 1.0E-3 4800 两条衰落信道 2 0.5 27 1.0E-3 2400 一条固定路径 - - 10 1.0E-5 2400 两条衰落信道 2 1 18 1.0E-5 2400 两条衰落信道 2 5 30 1.0E-3 2400 两条衰落信道 5 1 30 1.0E-5 1200 两条衰落信道 2 1 11 1.0E-5 600 两条衰落信道 2 1 7 1.0E-5 300 两条衰落信道 5 5 7 1.0E-5 150 两条衰落信道 5 5 5 1.0E-5 75 两条衰落信道 5 5 2 1.0E-5 注意:信号和噪声功率在3Hz带宽内测量 当测试一个嵌入无线电的调制解调器时,使唯一的无线电频率(Radio Frequency ,RF)信号是可用于测试,RF信号下变频到基带,用于信道模拟器的处理,结果上变频到RF用于接收机。在这种情况下,内置的无线过滤器会影响调制解调器的性能。因此,当测试嵌入式调制解调器,表2指定的SNR值中应增加1分贝。 本章主要介绍了11OC中相关波形,详细研究了美国军用通信标准 110C串行单音道模式中的各项关键技术和标准。针对信号的编码,交织,加扰以及调制进行了分析,为接下来链路的搭建以及分析打下了良好的基础。 第3章 均衡技术的研究 均衡技术的提出就是为了尽量减少或消除这种码间干扰,它定义是指对信道特性做均衡,也就是使得接收端的均衡器产生的响应与信道响应刚好相反,就可以补偿信道因为时变多径传播特性而引起的码间干扰。而早期的信息传输速率较慢,信道环境简单,变化比较固定,只需要采取较为简单的均衡技术。对于当今高速无线通信系统来说,信道又环境非常复杂,就面临着如何降低码间干扰的问题。其中一种抑制这种码间干扰的技术是 正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplex ,OFDMPeak to Average Power Ratio,PAPR)和对时间,频率同步精确度要求很高,从而产生了另外一种不依赖 OFDM 链路的抑制 ISI 技术就是均衡技术,其中发展的最好的技术就是 Turbo 均衡。 3.1均衡的基本原理 在基带系统中插入一种可调或不可调的滤波器,用来减小码间干扰的影响,这种对系统传递函数的幅频和相频起补偿作用的滤波器通称为均衡器。如果补偿是在时域进行的,则称为时域均衡器;如果补偿是在频域进行的,则称为频域均衡器。时域均衡器着眼于抽样点上信号时域波形的补偿,而频域均衡器着眼于信号频域波形的补偿。 3.2均衡器的结构和种 均衡器按照结构可以分为两大类:线性和非线性均衡器。这些种类是由自适应均衡器的输出接下来如何控制均衡器来划分的。判决器的输出序列有没有用在反馈路径中来调整均衡器的输出是其划分的主要依据。如果判决器的输出用来调整均衡器的输出那么均衡器就是非线性的,否则认为是线性的。滤波器有多种结构,每种结构中又可以应用多种算法,所以均衡器根据不同的分类标准也会有许多种。其具体分类如图3.1所示。 均衡器的分类3.3自适应均衡 均衡器去掉码间干扰的影响,通过滤波器或其他技术来重建原始信号,提高数据传输的可靠性。由于无线信道通常是多径信道,在这种信道中,原始信号的延迟信号进入信道,并在信道的输出端与原始信号进行叠加,利用自适应均衡技术消除无线移动信道的码间干扰上,可用来有效地克服由于码间干扰引起的信号失真。移动信道是时变的,传播环境中障碍物的移动,都会造成信道随时间而变化。 自适应均衡技术属于自适应滤波技术的一种,按结构划分主要的均衡器有以下3类:最大似然序列估值器、判决反馈均衡和线性均衡器。常用的均衡器为判决反馈均衡器和最大似然序列估值器,线性均衡器的性能较差一般不常用。宽带无线通信系统的主要缺陷在于由于信道多径效应的障碍使目前的通信系统不能提供高速数据率,它们都属于非线性均衡器的不能满足因特网、多媒体等应用场合的需求。在未来的通信领域,自适应均衡技术也获得了广泛的研究和采纳,被认为是4G系统最有可能采用的克服码间干扰的方案。自适应均衡基本原理。训练模式是指,发射机先发射一个已知的的训练序列,然后在收端接收到这些经过信道后的这种训练序列,基于在这种序列身上发生的变化,使用某些方法来估算信道的冲击响应值,以便接收机处的均衡器来及时的调整自身的参数设置。最为典型的结构是一串预先制定的数据位或者一串二进制伪随机序列的训练序列之后紧跟着被传输的是用户数据,就可以保证数据接收的正确性。接收端的均衡器在一个递归算法的基础上评估的信道特性,校正滤波器系数来补偿通道。在需要做的,即使在最坏的信道条件的训练序列的设计,通过这个序列的均衡,也获得正确的滤波器系数。滤波器系数被均衡器不断跟踪并及时调整,所以,在收到完整的训练序列后,均衡滤波器系数慢慢会接近最佳值。自适应均衡器不断调整滤波参数致使收敛,这整个过程的时间消耗量是一个基于均衡算法复杂度,算法结构和多径变化的函数。而为了能一直有效的消除干扰,均衡器需要不间断的,周期性地作重复训练。自适应均衡器应用广泛,例如被大量地用于数字通信系统中,比如均衡器特别适合应用在时分多址(Time Division Multiple Access ,TDMA)无线通信系统中,因为TDMA系统把数据分段,在若干时间段中传送数据。均衡器算法通常应用于接收端的基带或中频部分。因为基带信号的包络的一般以复数的形式表达,可以比较方便的描述带通信号波形,而高频部分只有模拟量,是实数,不好做处理。所以通常也会在基带或者中频仿真和实现信道冲击响应特征,调制解调信号特征以及自适应均衡器算法。 3.3.2 经典的自适应均衡算法最小均方误差算法 自适应均衡器的基本结构 定义均衡器的输入信号为向量,,权系数向量为,均衡器的输出为: 用向量可以表示为: 假设,则误差信号可以表示为 将式带入式可得: 为了计算最小均方误差,将式(-4)带入可得: 求的均值为 假定滤波器的权值已经收敛到最佳值,不再随时间变化,故没有将权值包含在时间平均中。 设互相关矢量p和输入相关矩阵R 为: 将式、带入式得: 均方误差 对求最小,就能得到它的最佳值。为确定最小的MSE(MMSE),可以利用上式的梯度,只要R是非奇异矩阵,当的取值使梯度为0,则MSE最小,的梯度可以定义为: 将式带入式可得: 令,则MMSE对应得到的最佳权值为 将上式带入可得最小均方误差为: 迫零算法峰值失真定义为均衡器输出端的最大码间干扰,它的最小化称作峰值失真准则。首先考虑均衡器有无数多个抽头,传统信道可以用一个具有冲激响应为的离散时间线性模型来模拟,表示均衡器的输入信号,表示发送信号,则通过信道的响应为 其中,是高斯白噪声,由于冲激响应的离散时间模型与具有冲激响应的均衡器级联可以用一个等效滤波器来表示,它的冲激响应用表示,等于和的卷积: 在第k个抽样时刻,均衡器的输出可以表示为 从式中可以看出,第一项为期望的检测符号,第二项为码间干扰,第三项为白噪声,码间干扰的最大值叫最大失真,即 理想情况下没有码间干扰,应使,即,且对任意 ,也就是 对上式进行Z变换可得 由上式可知,均衡器的传递函数是线性滤波器的逆滤波器,而这是由式得到的,所以称为迫零均衡器。在实现时,抽头的个数通常是有限的。它可以完全消除ISI,但噪声增强比较显著,而且求信道滤波器的逆滤波器实现起来比较困难,所以在实际中并不常用。最小均方算法最小均方误差算法(LMS)与MMSE的原理相同,此时的估计误差为式 对于一个特定的信道,预测误差依赖于抽头的权值,所以均衡器的MSE是的函数(滤波系的权值),令代价函数代表均方误差,为了使MSE最小,可以使下式为0: 其中,是相关矢量, 简化上式可得: 此时最佳的代价函数值为 为了获得最佳的抽头权值,式中的方程必须迭代解决才能使均衡器收敛到的一个可接收的最小值。许多方法可以达到这个目的,LMS算法的许多变化形式已经应用到这个公式,一个显著的方法就是矩阵求逆 但矩阵求逆需要次算数运算,LMS算法采用统计梯度算法来迭代求解 MSE的最小值,它是最简单的均衡算法,每次迭代只需要2N+1次运算,滤波器的抽头权值由下面的方程进行更新。变量n表示迭代的序号,LMS迭代算法如下: 其中代表均衡器的抽头个数,是步长,控制算法的收敛速度和稳定性。在实际系统中,为使均衡器收敛,首要的条件是均衡器中的传播时延要大于信道的最大相对时延。为了使均衡器稳定,要满足下列条件: 其中,是矩阵的第i个特征值,由于,步长是由整个输入信号的功率控制的,目的是为了避免均衡器的不稳定。LMS算法的收敛速度慢是因为它只有一个参数,那就是步长。 递归最小二乘法LMS算法的缺点是收敛速度较慢,特别是当的特征值相差较大,即当时,收敛速度很慢。为了达到较快的收敛速度,递归最小二乘法中使用了下面的代价函数: 式中是加权因子,其值接近1但小于1,误差定义为 和分别是时刻i时的输入信号矢量和时刻n时新的抽头增益矢量。是用n时刻的抽头增益向量测试i时刻的旧数据所得的误差,是在所有旧数据上用新的抽头增益所得的累计平方误差。要完成RLS算法,就得找到均衡器的抽头增益矢量,使得累计平方误差最小。为使最小,应使的梯度最小,即 同样可得如下的公式: 是RLS均衡器的最佳权值,是相关矩阵,是互相关矢量,它们分别由下面的式子表示: 从的定义可得它的递归方程: 的逆矩阵 的表达式为 其中 基于递归公式,RLS 算法可以得到下面的权值更新公式: 其中 RLS算法可以概括如下: 初始时,,,其中是一个的单位矩阵,是一个大的正常数。 递归计算如下: 在式中,是加权因子,可以改变均衡器的性能,如果信道是时不变的,可以设置为1,通常取。对收敛速度没有影响,但是它决定着RLS均衡器的跟踪能力,越小,均衡器的跟踪能力越强。但是如果太小,均衡器将不稳定。RLS 算法如上描述,被称为Kalman RLS算法,每次迭代需要 的计算量。 RLS算法收敛速度快,但计算复杂度高,LMS算法计算量小,但收敛速度慢,基于两种算法各自的优缺点,在它们的基础上进行了改进,从而得到了很多其它的算法。 本章小结 第4章 MIL-STD-188-110C波形仿线整体链路 整个仿真过程如下:发端由二进制数据产生器产生随机二进制数据(数据速率为1200bps),然后对数据进行前向纠错编码,然后进行交织,接着将比特映射为信道符号,在数据符号中插入信道探针,然后对数据进行加扰,经过调制器形成8PSK符号发送出去;经过衰落信道;收端对信号进行均衡,帧对齐,接着提取出未知数据,然后将符号映射为比特送入解交织矩阵进行解交织,最后进行FEC解码,将解码得到的数据与发送的数据进行比较得出误码率。仿真链路框图如图所示 MIL-STD-188-110C波形仿线发端链路数据产生链路产生帧格式的随机二进制序列,采样时间为1/1200,帧的大小为1200*0.2=240。FEC编码链路根据110标准,对于数据速率为1200bps的固定频率的数据操作,应采用约束长度为7码率为1/2的卷积编码,编码输出产生2400bps的编码比特流。编码流程图如图2所示,图中的两个节点求和表示模2加。 FEC编码流程图 约束长度=7,生成多项式: 对于生成多项式为 对于生成多项式为 图中的编码器参数设置为(7,[133 171]),其中7表示约束长度,133的二进制码为001011011, 即对应于;171的二进制码为001111001即对应于。 交织链路 交织写入 本模型中采用的交织长度为0.6s,装入数据从0列开始,装入 如下:第一个比特被装入第0行,第二比特被装入第9行,第三比特被装入第18行,第四比特被装入第27行。这样,位的行位置以9增长,以40为模。重复这样的操作,直到40行全部装入。然后装入到第一列,重复操作直到交织块被填满。假设所交织的数据块是[0,1,2,3,4,…,1436,1437,1438,1439],则交织写入如表1所示。 交织写入表 第0列 第1列 第2列 第19列 第35列 第0行 0 40 80 … 760 … 1400 第1行 9 49 89 … 769 … 1409 第2行 18 58 98 … 778 … 1418 第3行 27 67 107 … 787 … 1427 第4行 36 76 116 … 796 … 1436 第5行 5 45 85 … 765 … 1405 第6行 14 54 94 … 774 … 1414 第7行 23 63 103 … 783 … 1423 第8行 32 72 112 … 792 … 1432 第9行 1 41 81 … 761 … 1401 第10行 10 50 90 … 770 … 1410 第11行 19 59 99 … 779 … 1419 第12行 28 68 108 … 788 … 1428 第13行 37 77 117 … 797 … 1437 第14行 6 46 86 … 766 … 1406 第15行 15 55 95 … 775 … 1415 第16行 24 64 104 … 784 … 1424 第17行 33 73 113 … 793 … 1433 第18行 2 42 82 … 762 … 1402 第19行 11 51 91 … 771 … 1411 第27行 3 43 83 … 763 … 1403 … … … … … … … 第33行 17 57 97 … 777 … 1417 第34行 26 66 106 … 786 … 1426 第35行 35 75 115 … 795 … 1435 第36行 4 44 84 … 764 … 1404 第37行 13 53 93 … 773 … 1413 第38行 22 62 102 … 782 … 1422 第39行 31 71 111 … 791 … 1431 交织读出 所有速率的读取的第一位应该是第0行的第0列的数据。每个连续读取的比特的位置应由一个递增的行和递减17的列数(交织器矩阵中列数的模)决定。这样,对于速率为2400bps采用长交织设置的数据,第二比特来自第1行第559列,第三比特来自第2行第542列。此交织器读取数据将继续下去,直到行数达到最大值。当行数达到最大值后,行数置为0,当行数为0时列数被置为比此时的值大1的数,重复操作直到交织数据块被卸载完。 将表1以此方式加载即得到以下的一维数据,即[0,769,98,…,62,831]。 在本模型中,交织由交织矩阵完成,其参数是一个一维数组,该模块根据数组改变数据的排序方式。例如参数为[4,2,3,1],输入数据是[40,32,23,22],则输出为[22,32,23,40]。由于,在matlab中,下标是从1开始,所以完成交织的矩阵为[0,770,99,…,63,832],共1440位。 格雷编码链路 此模块的目的是将二进制数据转换为格雷编码。此模块由3个模块组成,如图3所示。两比特信息首先映射为一个信道符号,然后将两比特信息根据表2映射为格雷码。然后将格雷码信息转换为比特信息送入信道系统。 格雷解码器模型 格雷解码 输入信息 格雷解码值 第一位 最后一位 0 0 00 0 1 01 1 0 11 1 1 10 符号形成链路 根据110B标准,为了使信号在空中以8psk信号的形式传播,对于数据速率为1200bps的数据,双位的信道符号应映射为3比特数字的0,2,4和6。映射规则如表2所示。映射过程在此模块中由移位模块完成,参数为k,即需要移动的位数。完成三比特信息的转换,只需将原两比特信息左移1位即可。 两比特信息到三比特信息的映射 输入信息 输出信息 0 0 000 0 1 010 1 0 100 1 1 110 前导序列产生链路 根据110B,200ms的数据段应包括15个3比特信道符号。信道符号序列应该是0,1,3,0,1,3,1,2,0,D1,D2,C1,C2,C3,0。D1和D2为3比特的值,作用是指定发送调制解调器的比特率和交织设置。表给出了这些值的赋值。 诊断信号D1和D2的分配 比特速率 短交织 长交织 D1 D2 D1 D2 4800 7 6 保留 保留 2400(数字语音) 7 7 保留 保留 2400(数据) 6 4 4 4 1200 6 5 4 5 600 6 6 4 6 300 6 7 4 7 150 7 4 5 4 75 7 5 5 5 根据信道符号D1和D2映射出信道前导序列符号,映射关系如表所示。 信道符号映射为前导序列 信道符号 3比特数值 000 0000 0000 重复4次 001 0404 0404 重复4次 010 0044 0044 重复4次 011 0440 0440 重复4次 100 0000 4444 重复4次 101 0404 4040 重复4次 110 0044 4400 重复4次 111 0440 4004 重复4次 在此模型中,由于已知数据序列在每一个新的交织块前传输,在表.5中的序列应该被重复两次获得16个3比特的符号,而不是表中的重复4次。此时数据已知数据减少到20个符号,剩下的4个符号用3比特符号的0来填充。然后将20个信道符号转换为比特信息送往下一个模块。 D1和D2的产生模块如下图所示。 D1和D2产生器 插入已知数据 在此模块中,将数据信息用缓冲器存储60个比特,然后再插入60比特的已知信息,整合为120比特的信息送往下一个模块。插入已知数据后的整合形式如图所示: 插入已知数据后的整合形式 随机序列产生链路 根据110B随机数据序列发生器是一个12位的移位寄存器,图2.5示出功能配置框图。数据阶段开始时,该移位寄存器应初始化为图1.4中的( 1 (二进制)或BAD (十六进制) )。如图所示,将所得3比特数据用于从0到7的加扰。该移位寄存器每产生一个所用的3比特信息需移位8次。在发送160个符号后,移位寄存器应该被重置为BAD(十六进制)。 随机移位寄存器功能框图 在此模型中,此3比特信息由3个随机序列发生器产生。随机序列具体产生过程如下: 随机序列产生模块 序列加扰链路 根据110B标准,数据的加扰通过与加扰序列相加,然后再对和取模8完成。在此模型中,加扰序列由随机序列模块产生。然后将数据以3比特为一个符号和加扰序列相加,再对和取模就完成了加扰。 调制链路 将符号根据图映射为8PSK信号。 8PSK星座图 收端链路 均衡链路 均衡器 均衡器第一层 如图4-11是均衡器的第三层,根据均衡器的原理,由于此链路中使用的是反馈均衡,需要确定好链路的时序。此链路采用的是前端反馈抽头系数是20个。此模块主要是对齐时隙,用于权值的更新。 均衡器第层RLS算法可以概括如下: 初始时,,,其中是一个的单位矩阵,是一个大的正常数。 递归计算如下: 表示抽头系数, 表示输入, 表示均衡器的输出, , 表示误差。所以根据算法更新权值的链路图如图4-12所示。 均衡器第层解扰链路 因为在发送端使用发送信号与本地PN序列模8加的方式加扰,如果用8PSK形式表示,假设发送信息其中一个3比特值表示为,对应的PN序列的值为,则模8加的过程可以表示为: 在接收端,共轭后的PN序列值可以表示为,而加扰后的信号经过AWGN信道后,由于噪声的干扰,会发生相位的偏转和幅度的改变,假设经过信号后相位偏转角度,幅度变为r,因此接收到的信道可以表示为。解扰过程可以表示为: (4-7) 对比解扰后的信号与发送信号可知,解扰后的信号是在发送信号上加入了噪声的干扰,使得信号的幅度和相位发生了改变。 解扰器 帧对齐链路 该模块由一个延时器和一个缓冲器组成。延时器延迟传输700符号所需的时间目的是对齐交织帧的开始的比特。缓冲器的目的是收集交织模块大小的数组,用于解交织。 符号提取链路 该部分包含一个基带的M-PSK解调器,将信号根据速率解调为相应的比特数据。由于在发端将数据的两比特信息映射为8-PSK信号的0,2,4,6,所以其星座图如下。所以其刚好在QPSK星座图上,所以在此模块中用QPSK解调器对信号进行解调,转换为比特信息。 信号提取模块 接收信号星座图 格雷解码链路 此模块的目的是将格雷码转换为普通的二进制码。此模块由3个模块组成,如图所示。两比特格雷码首先映射为一个信道符号,然后将两比特格雷码根据表映射为二进制符号信息。然后将二进制符号转换为比特信息送入解交织矩阵。 格雷解码器模型格雷编码 输入信息 第一位 最后一位 0 0 00 0 1 01 1 1 10 1 0 11 解交织链路 解交织由解交织矩阵完成,解交织矩阵和交织矩阵为同一个矩阵。即将数据以其放入的形式取出,即完成了数据的解交织操作。解交织矩阵后接了一个大小为480的缓冲器,使得输出数据组的大小为480比特译码链路 在接收端对接收序列进行维特比译码,即最大似然译码,可以用网格图求最相似的路径来描述这种算法,它依赖于有限状态的马尔可夫系统的描述,包括状态变迁以及状态变迁的输出码字。在四维网络编码调制Trellis Coded Modulation TCM)编码的基础上,解码时要对一对一对的数据进行解码,计算码距时也是以四维空间的欧氏距离为标准,取最相似的一条路径。对于长度为L+m的网格路径(L为信息序列的长度,m表示后缀为m个0向量)接收序列为所有的网格路径在零时刻发散于同一个初始状态、收敛于第j时刻(j=L+ m)的同一个最后一状态。在理想状况下,对于一个存储量无限度的通道,可以将所有可能的路径都记录下来,然后选择其中对数似然函数值最大的作为译码结果。 该模块的网格结构参数是对卷积编码器的描述,其设置和卷积编码模块的参数设置相同。引用深度表示构造每个回溯路径所需要的网格分支数量。此模块中还可以选择所需的判决类型以及设置输出数据的类型。本模型中使用的是硬判决,输出数据类型是二进制数据类型。 误码率计算链路 该模块将发送的数据与经过信道延迟的接受数据进行对比,输出误码率、误码个数以及比较数据的个数。参数接收延迟,表示接受数据滞后于采样数据的采样信号的比特数。 链路性能分析 高斯信道下链路的误码性能曲线Watterson信道下长交织与短交织的误码性能分析 本节中将在经典短波信道Watterson信道下分析链路性能。所有的仿真链路均采用CCIR推荐的信道参数。下表列出所采用的仿真信道条件参数。 仿真所用的信道参数 差分延时ms) 信道增益 多普勒频移 好信道 0.5] [0 0] 0.1Hz 中等条件信道 1] [0 0] 0.5Hz 差信道 2] [0 0] 1Hz 4.4.2.1好信道条件下误码性能 好信道条件下的误码性能曲线 图中红色圆点标示的曲线是采用短交织的误比特性能曲线,用蓝色星号标示的曲线是采用长交织的误比特性能曲线。可以看出在误比特率在10-3附近时,长交织比短交织好约6dB的性能。这是因为此时的最大多普勒频移为0.1Hz,则相干时间。在短交织的情况下,交织时间为0.6s,由于交织时间比相干时间还小,所以交织此时对于纠正突发错误的能力很有限;而采用4.8s的长交织,此时交织时间比相干时间长,所以能够很好地纠正突发错误,所以长交织的误码性能明显优于短交织。 4.4.2.2中等信道条件下的误码性能分析 中等信道条件下的误码性能曲线 图中红色圆点标示的曲线是采用短交织的误比特性能曲线,用蓝色星号标示的曲线是采用长交织的误比特性能曲线。可以看出在误比特率在10-3附近时,长交织比短交织好约8dB的性能。而在25dB时,长交织性能比短交织性能好约3个数量级。这是因为此时的最大多普勒频移为0.5Hz,则相干时间。在短交织的情况下,交织时间为0.6s,由于交织时间比相干时间还小,所以交织此时对于纠正突发错误的能力很有限;而采用4.8s的长交织,此时交织时间比相干时间长,所以能够很好地纠正突发错误,所以长交织的误码性能明显优于短交织。 4.4.2.3差信道条件下的误码性能分析 在此链路中最大多普勒频移为1Hz,则相干时间。在短交织的情况下,交织时间为0.6s,由于交织时间跟相干时间相差不大,所以纠错能力有限。所以对链路做了改进,采用了4.8s的长交织。短交织和长交织的误码性能曲线所示,其中蓝色星号标示的曲线是在差信道条件下使用短交织得到的误码性能曲线,红色圆点标示的曲线是在差信道条件下使用长交织得到的误码性能曲线。 差信道下利用RLS进行均衡的误码曲线数量级的误比特率时,长交织比短交织误码性能好约5dB的性能。 在30dB左右,长交织的误码性能与短交织的误码性能相比,约好两个数量级。这是因为交织的本质就是把突发错误离散化,交织长度越长,突发错误的离散程度越高,系统就越容易对零散分布的单个错码进行纠错处理,对突发错误的保护能力就越强。 4.4.2.4 链路性能综合分析 所有信道使用不同交织的误码性能曲线所示,从图中可以看出,在相同且信道条件相同的情况下,长交织的误码性能优于短交织的误码性能。在相同时,对于短交织,三种信道条件的误码性能几乎相同;对于长交织,好信道明显比差信道的误码性能要好。 Watterson信道下所有误码曲线本章总结 第章 与展望 全文总结 现实生活中,特别是在短波系统中,由于多径的影响会造成严重的ISI,均衡技术是抑制ISI的重要手段和措施之一。本文重点研究了标准,在此标准的基础上以经典的Watterson信道做短波信道仿真,从误码性能,实现复杂度和迭代收敛性等多个方面研究了不同实现算法的影响,为标准提供了的检测算法。主要工作和贡献总结如下: 1)了解短波信道的特点,并用Watterson信道模型来模拟短波信道。 2) 熟悉 标准的物理层规范。 3) 掌握均衡基本算法原理及步骤。 4) 获得上述种算法在Watterson信道的仿线) 分析研究种算法的收敛性与复杂度; 未来研究方向 由于本文作者能力有限,仅对几种简单的均衡算法技术进行了粗浅研究,而现实自适应均衡也是一个很值得研究的课题,包括根据信道条件自适应变化着均衡算法,未来的工作会包括几个方面: (1)研究时域均衡技术和频移均衡技术的不同特点。 (2) (3) 如何根据信道条件的不同,根据具体情况在传输过程中自适应变化均衡算法。 MIL - STD- 188- 110A, Interoperability and PerformanceStandard for Data Modems[S] MIL - STD- 188- 110B, Interoperability and PerformanceStandard for Data Modems[ S] [3]MIL - STD- 188- 110C, Interoperability and PerformanceStandard for Data Modems[ S] [4]STANAG 4197, Modulation and Coding Characteristics ThatMust Be Common to Assure Interoperability of 2400 BPS Lin-ear Predictive Encoded Digital Speech Transmitted over HFRadio Facilities[ S] 达新宇,陈树新,王瑜,等.通信原理教程[M].北京:北京邮电大学出版社,2005:278-281. William N F, Eric N K, John W W. Design and system im-plications of a family of wideband HF data waveforms[ C] / /Proceedings of NATO Research and Technology OrgnizationIST - 092 Symposium:M ilitary Communications and Network.New York:Harris Corporation, 2011. Furman W N , Nirto J. On- Air Testing of a Wideband HF Da-ta Modem[ C] / / Proceedings of T he Nordic Shortwave Confer-ence. Ed 张尔扬,王莹,路军. 短波通信技术.国防工业出版社,2002,1-18 沈琪琪,朱德生.短波通信.西安电子科技大学出版社.1989 李强 雷霞 罗显平,无线通信中迭代均衡技术.国防工业出版社,2011 冷建华。数字信号处理.北京:国防工业出版社,2002:163一172 西安电子科技大学出版社. 陈映江,自适应均衡技术在通信中的作用探讨。软件导刊,2011,第三期 致谢 这篇毕业设计是在毕设指导老师程郁凡

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